Частотный синтез на основе ФАПЧ. Обзор методов синтеза

Сдвинем представленную диаграмму на 1, 2 и 3 интервала (такта), просуммируем исходную и сдвинутые диаграммы, каждую с весом 1/K, где K=4 (по числу диаграмм), и в результате получим диаграмму «B». При этом понятно, что с постоянной составляющей ничего не могло случиться, она останется на прежнем уровне, и потому на диаграммах не показана. Как видим из этой диаграммы, амплитуда полученного импульса уменьшилась в 4 раза, но во столько же раз увеличилась ширина импульса, то есть мощность его осталась прежней. На диаграмме «C» показан случай, когда сдвиги выбраны равными 2, 4 и 6 тактов. И в этом случае мощность помехи практически не изменилась. Если же выбрать сдвиги в 8, 16 и 24 такта (диаграмма «D»), то выигрыш по уменьшению уровня помехи оказывается существенным: более того, амплитуда помехи уменьшилась в К раз, и её частота увеличилась в К раз (легче её отфильтровать). То есть, чтобы идея эффективно работала, дискретность сдвигов должна быть равной T/K.

Использование описанного метода для целей частотного синтеза предполагает наличие нескольких парциальных фазовых детекторов, на входах которых действуют сравниваемые по фазе импульсные последовательности, должным образом сдвинутые во времени относительно друг друга. Тогда, согласно с описанной идеей, от каждого парциального детектора берётся доля 1/K его полного напряжения на выходе.

Казалось бы, идея проста, универсальна и пригодна для борьбы с помехами в любой системе частотного синтеза. Однако это не совсем так. В принципе, можно её применить, к примеру, в синтезаторе типа Fractional-N PLL для снижения помех дробности, и такие попытки предпринимались [60, 61], но при этом возникают проблемы практического плана. Нетрудно представить какой длины во времени будет процесс на входах парциальных детекторов Fractional-N PLL синтезатора, в том числе и в варианте с дельта-сигма модуляцией, если требуется получить сетку частот, скажем 1 Гц. Это многие миллионы тактов, и потому, чтобы получить существенный положительный эффект необходимы сдвиговые регистры чрезвычайно большой длины. Кроме того, поскольку меняется целочисленная часть коэффициента деления N, надо менять и длину регистров, что сопряжено с дальнейшим существенным усложнением структуры. На практике же используют сдвиги всего лишь на несколько тактов, что, естественно, малоэффективно в снижении уровня помех дробности и шумов. Так, в работе [62} показано, что при использовании 4-х временных сдвигов получается выигрыш по шумам порядка 3 дБ, но при отстройках от сигнала, значительно превышающих 10 кГц. При меньших отстройках, 10 кГц и менее, выигрыша практически нет.

Следует также отметить, что в простейшем виде, в синтезаторах с целочисленными коэффициентами деления, идею расщепления фаз используют для снижения уровня шумов за счёт повышения частоты сравнения и некогерентного сложения шумов [63]. Небезынтересно также заметить, что в таком виде идея запатентована как новая [64] без ссылки на первоисточники [65, 66], где она значительно ранее заявлена в обобщённом виде, а позже развита в работах [67÷72].

Далее рассмотрим структуры МЧФД, в которых рассмотренный метод действует в полную силу заложенных в нём потенциальных возможностей.

Идея фазового расщепления может использоваться в двух новых типах синтезаторов. Для краткости назовём их как PDS (Phase Digital Synthesizer) и PDS-DSM (с дельта-сигма модуляцией). Для них соответствующие 2 варианта МЧФД включают часть блоков, общих для обоих вариантов, а также ряд других блоков с особенностями для каждого из них. Общая для обоих вариантов структура, собственно и отражающая идею расщепления фаз, показана на рисунке 36.

Рис.36. Общая для вариантов МЧФД структура

Она включает идентичные опорный и сигнальный фазовые расщепители, работающие на блок парциальных фазовых детекторов и далее – на сумматор выходов детекторов. Каждый из фазорасщепителей имеет, соответственно, вход для управляющего кода R или C и вход для тактовой частоты Fr или Fc. Они действуют таким образом, чтобы с каждым тактом Fr или Fc импульсы, называемые далее как расщеплённые фазы, в количестве R или C поступали последовательно во времени на выходы фазорасщепителей, как бы замкнутых в кольцо. Сумматор может быть выполнен в виде KR-матрицы (с резисторами одинаковой величины), или же может использоваться сегментированный ЦАП. На выходе сумматора формируется сигнал, который через ФНЧ управляет частотой ГУН.

Количество расщеплённых фаз Kr и Kc, соответственно в опорном и сигнальном трактах, могут отличаться в целое число k раз. Тогда входы парциальных фазовых детекторов тракта с меньшим количеством фаз объединяются в группы по k входов в каждой группе и подключаются к выходам фазорасщепителя с меньшим количеством фаз. Например, если в опорном тракте количество фаз равно Kr=32, а в сигнально тракте Kc=4, то k=Kr/Kc=8. В таком случае в качестве фазорасщепителя, например, сигнального тракта можно использовать простой 4-разрядный кольцевой счётчик.